Ka/Ku波段卫星通信终端（一）

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Ka/Ku波段卫星通信终端是卫星互联网、机载通信、海事通信和应急通信的核心设备。其中Ku波段（10.7–14.5 GHz）雨衰小（3–5 dB）、设备成熟、成本低，适用于广域覆盖和海事应用；Ka波段（17.7–31 GHz）带宽大、波束窄、终端口径小（0.45–1.0 m），但雨衰大（10–15 dB），适用于高通量卫星（HTS）和低轨星座。

从产品的射频/天线设计来看，传统分立方案（BUC+LNB+调制解调器）正被集成化收发信机和硅基RFIC取代，ADI ADMV4530/4540、Anokiwave AWMF-0116等芯片已实现Ka波段单芯片上下变频。

电子扫描阵列（ESA）相比机械抛物面天线，剖面低、切换速度快、可靠性高，但口径效率低（40–55% vs 60–70%）、成本高、功耗大。另外考虑到上行链路由终端EIRP（BUC功率+天线增益）决定，下行链路由终端G/T（天线增益−系统噪声温度）决定。产品的性能参数也处于一个此消彼长的权衡状态。

本文先从系统级层面，含射频架构、链路预算、天线等技术进行解析。

1、射频架构

Ka/Ku波段卫星通信的频率规划遵循ITU-R规定，不同地区和卫星系统存在差异。以下为典型频段划分：

表1 Ka/Ku波段典型频段划分[ITU-R S.1541、EUTELSAT/Inmarsat技术规范]

频率越高，自由空间损耗越大，雨衰越严重，但可用带宽越宽、天线波束越窄。在如此高的工作频率下，卫星通信载荷及地面终端的射频收发机架构设计面临着极端的物理挑战。由于相位噪声的恶化都会直接导致高速数据传输的失败，所以在较高载波频率对本地振荡器的相位噪声有较高的要求。同时，卫星平台对尺寸、重量与功耗（SWaP）有着极其严格的限制。为应对这些挑战，Ku/Ka 波段的射频架构经历了从传统的超外差向高频零中频（Zero-IF）架构的尝试，并正迅速向基于软件定义微波的直接射频采样（Direct RF Sampling）技术演进。

1.1 超外差架构

超外差接收机一直是卫星通信射频前端的基石。其核心理念是将极高的 Ka/Ku 波段射频信号通过混频器与本地振荡器生成的信号相乘，下变频到一个或多个固定的中频。在 Ka/Ku 波段，直接在射频端构建具备极高 Q 值的窄带滤波器是不现实的；通过将宽带信号搬移至中频，可采用高度优化的滤波器进行精确的信道选择，从而提供优异的抗干扰能力与极高的灵敏度。其数学模型可表示为：

f_IF = | f_RF − f_LO |

超外差架构的根本缺陷在于镜像频率干扰。当混频器进行降频转换时，位于本振频率另一侧的无用信号同样会被转换为相同的中频。在 Ku/Ka 波段系统中，为推远镜像频率以便于前端射频滤波器拦截，系统通常采用极高的第一中频。

图2 超外差与第2奈奎斯特中频采样[ADI]

例如，在典型的 Ku 波段或 X 波段（8 GHz 至 12 GHz）接收机中，通常会将第一中频设定在 5 GHz 至 10 GHz 的高中频范围内，这样镜像信号就落在距离目标频段很远的位置，极大降低了射频滤波器的设计难度。针对 28 GHz Ka 波段的应用，采用 8 GHz 的超高中频是一个理想选择：这不仅提供了充足的频谱间隔以轻松滤除 LO 泄漏与镜像信号，而且使得本振频率只需达到 20 GHz，这在现代频率合成器（如带倍频器的锁相环）的能力范围之内。

超外差架构在 Ku/Ka 波段的最大优势是其优异的杂散规避能力与对电磁干扰的免疫力。然而，由于需要部署多个混频器、低相噪锁相环、中频放大器以及大体积的定制化滤波器，这种架构导致了极高的尺寸、重量与功耗。在追求极高集成度的新一代高通量卫星与低轨星座中，传统模拟超外差架构在硬件刚性与系统重量上已成为明显的瓶颈。

1.2零中频架构

零中频架构通过将本地振荡器频率精确设置为与输入射频载波频率相等，将高频信号一步直接下变频到基带。消除对中频滤波器与镜像抑制滤波器的需求，理论上可显著减小收发机的物理尺寸与物料成本。所有的信道选择与带外抑制工作均由基带有源低通滤波器承担，非常契合多频段灵活调谐的需求。

图3 零中频与数字下变频[ADI]

尽管零中频架构在 6 GHz 以下的蜂窝通信（如 5G Sub-6GHz）中取得了巨大成功，但将其直接应用于 18 GHz 至 40 GHz 的 Ka/Ku 波段时，会面临如下挑战 [Texas Instruments]：

A、I/Q 不平衡与镜像抑制失效：在模拟解调过程中，I 路与 Q 路不可避免地经历增益与相位失配。在 Ka/Ku 等超高频段，零中频调制器与解调器的固有平衡性能远差于 6 GHz 以下器件。由于镜像信号会直接重叠在所需基带信号之上，无法通过任何物理滤波器去除，所以镜像抑制在此架构中变得极度困难，在 K/Ka 波段，仅镜像干扰一项就能导致高达 60% 的系统整体性能恶化。

B、本振泄漏与直流偏移：由于本振频率高达数十 GHz，强大的 LO 信号极易通过寄生电容耦合到射频输入端发生自混频，在基带产生巨大的直流偏移，这会直接使基带放大器饱和或大幅压缩 ADC 的可用动态范围。

C、低频闪烁噪声（1/f Noise）：信号能量密集分布在 0 Hz 附近，CMOS 器件的闪烁噪声会严重掩盖微弱的卫星下行信号。

在 Ka/Ku 波段，要使零中频架构达到卫星通信要求的误差向量幅度，需要极其复杂且功耗巨大的数字后台校准与补偿算法。因此，尽管其集成度高，但纯粹的直接变频在高性能 Ka/Ku 波段卫星通信中通常不如超外差或直接采样架构具有吸引力。

1.3直接射频采样

直接射频采样架构代表了卫星通信软件定义无线电的最终目标。彻底剔除模拟混频器与本地振荡器，射频信号经过低噪声放大器与带通滤波器后，直接被输入到极高时钟速率的宽带 ADC 中进行欠采样（带通采样）。极大简化了接收机结构，消除了传统超外差中的多个本振级与混频级，从而减少了单点故障，提高了可靠性。

图4 直接采样/零中频[ADI]

为支持 Ka/Ku 波段，半导体业界正在研发具备超宽带输入能力的航天级 ADC 与 DAC。例如，Teledyne e2v 等企业通过系统级封装技术与高速有机基板，已开发出能够直接在 K 波段（18 GHz 至 27 GHz）甚至 Ka 波段进行采样的转换器。通过采用这类器件，卫星载荷可以实现软件定义微波（Software-Defined Microwave, SDM），不仅彻底消除了传统的模拟频率转换过程，还赋予卫星运营商在轨实时更改射频频率规划与转发器操作的能力，使其能够动态响应实时用户需求与链路条件，极大提高了昂贵空间资产的弹性与使用寿命。

鉴于目前在 40 GHz 进行高精度 ADC 采样的技术门槛与功耗依然极高，工程界发展出了一种结合超外差与射频采样的混合折中方案。对于 28 GHz 的 Ka 波段应用，系统首先利用一级模拟下变频将信号搬移至例如 8 GHz 的高中频，随后利用支持 X 波段直接采样的现代集成射频收发器（如具备高达 12 GHz 直接采样能力的航天级转换器）直接对该 8 GHz 中频进行数字化。

这种混合架构不仅保留了高 IF 带来的极佳镜像与 LO 抑制能力，而且利用数字下变频器与数控振荡器在数字域完成剩余的信号处理，成功规避了零中频在高频段的 I/Q 失配问题，是当前 Ka/Ku 波段极为实用的高性能落地方案。

直接射频采样并非没有代价。首先，ADC 的高速时钟需要极高的功率，且信号链所有的增益必须在射频域完成，导致驱动高速 ADC 输入电容的线性功耗极大。其次，直接采样极易受到混叠的影响——为防止带外强干扰信号因奈奎斯特定理折叠到目标频带内，ADC 前端必须配备具有极高抑制比（通常需超过 125 dB）的定制腔体滤波器，这在一定程度上抵消了数字架构带来的体积优势。此外，超高速 ADC/DAC 产生的巨大热量也对卫星平台的热管理提出了严峻考验。

图5 三种种射频架构的信号链路与演进方向

针对 Ka/Ku 波段卫星通信系统，射频架构的选型高度依赖于载荷对灵活性、抗干扰能力以及 SWaP-C（尺寸、重量、功耗与成本）的综合考量。

超外差架构在可见的未来仍将是 Ku/Ka 波段高可靠性卫星链路的中流砥柱。通过精心设计的高中频频率规划，它能最有效地规避镜像干扰并提供卓越的抗干扰性能，是应对极端恶劣电磁环境的稳妥选择。零中频架构尽管在 Sub-6GHz 地面通信中占据统治地位，但由于 Ka/Ku 波段固有的物理限制，若不借助功耗极高且极度复杂的数字预失真与校准算法，其在该波段的高性能卫星通信应用中仍受到严重限制。最后直接射频采样架构及高 IF 混合采样代表了卫星通信的未来。随着超宽带航天级数据转换器半导体技术领域的突破，直接在 K/Ka 波段采样的能力正将软件定义无线电升级为软件定义微波。

在当前向 Ka 波段过渡的阶段，采用模拟降频至高 IF（如 8 GHz）并利用射频 ADC 直接采样的混合架构，成功融合了超外差的高抗扰度与数字域的高灵活性，是目前最受瞩目的尖端工程实践。可以预见，随着航天级数据转换器功耗的进一步降低与采样带宽的持续扩展，直接射频采样终将从混合方案走向更彻底的全数字射频前端，成为下一代 Ka/Ku 波段卫星通信的主流架构。

2、射频收发链路分析

发射链路的核心任务是将中频或基带信号上变频到射频频率，并放大到足够功率通过天线发射。接收链路的核心任务是将天线接收的微弱射频信号低噪声放大并下变频到中频，供调制解调器解调。发射/接收链路信号流如下：

EIRP是发射链路的核心指标，决定了上行链路能力：

EIRP (dBW) = P_BUC (dBW) + G_ant (dBi) − L_feed (dB) − L_cable (dB)

典型终端等效全向辐射功率值如下：Ku 便携站（0.6 m，8W 功放）约 44 dBW；Ku 海事站（1.0 m，16W 功放）约 49dBW；Ka 固定站（0.75 m，3W 功放）约 43 dBW；Ka 相控阵终端采用分布式功放，等效全向辐射功率约 44–48 dBW。

G/T是接收链路的核心指标，决定了下行链路灵敏度：

G/T (dB/K) = G (dBi) − 10·log₁₀(T_sys (K))

系统噪声温度由天线噪声温度、馈线损耗和LNB噪声温度共同决定：

T_sys = T_ant + T_feed + T_LNB / L_feed

在上图的信号链路中，BUC（上变频功率放大器）是发射链路的核心，集成了上变频器、驱动放大器和末级功率放大器。

表2 BUC参数

LNB（低噪声下变频器）是接收链路的核心，第一级LNA的噪声系数直接决定系统灵敏度。在卫星通信用户终端中，上/下变频器是连接基带调制解调器与高频微波天线阵列的基础组件。不仅负责信号频率的搬移，还要在极小的封装内提供完备的信号调理功能，如滤波、放大、衰减以及功率检测。针对Ku波段用户终端，典型的ADI架构如ADMV4630（上变频器）和ADMV4640（下变频器），如ADMV4630能够自主产生8.7 GHz至10.7 GHz的本振（LO）信号。通过这种架构，终端基带可以直接输出3 GHz至5 GHz的中频（IF）信号并由该芯片完成单次上变频。

另外从链路预算考虑，卫星通信链路预算的核心是计算载噪比 C/N，并与所需 C/N 比较得出链路余量。下行链路（卫星→终端）和上行链路（终端→卫星）的计算公式如下，其中自由空间损耗 FSPL =20log₁₀(4πd/λ)，大气损耗 L_atm 包括大气吸收、雨衰和云衰，228.6 为玻尔兹曼常数换算值（-10log₁₀(k)）：

下行: C/N₀(dBHz) = EIRP_sat − FSPL − L_atm + G/T_terminal + 228.6

上行: C/N₀(dBHz) = EIRP_terminal − FSPL − L_atm + G/T_sat + 228.6

以下为 Ka 波段地球静止轨道卫星固定终端（0.75 m 天线）的典型链路预算。该算例统一采用C/N₀口径核算：晴天条件下，下行 C/N₀约 83.0 dB-Hz、上行约 73.3 dB-Hz；在 99.5%可用度对应的衰落条件下，下行 C/N₀降至约 74.0 dB-Hz、上行约 49.3 dB-Hz。

表3.Ka波段GEO固定终端（0.75 m天线）典型链路预算

上述算例表明，在大雨天气下 Ka波段固定终端的链路余量不足，必须通过自适应编码调制降级到更低阶调制和更高前向纠错开销来维持链路。晴天时 C/N可提升 8–10dB，支持 16APSK/32APSK高阶调制，实现高吞吐量。这正是高通量卫星系统采用自适应编码调制的根本原因。

从链路预算权衡维度考虑，天线口径翻倍带来增益+6 dB，等效全向辐射功率和接收品质因数各+6 dB，但体积、重量和成本同步增加。另功率翻倍仅带来等效全向辐射功率+3 dB，但功耗和散热需求翻倍。雨衰余量方面，余量增加 3 dB 可将可用度从 99.5%提升至 99.9%，但需要更大天线或更高功率。符号率方面，翻倍带来吞吐量翻倍但 C/N 需求+3 dB、链路余量减少。调制方式方面，从正交相移键控到 16 幅度相位联合键控到 32 幅度相位联合键控，频谱效率逐步提升但所需 C/N 增加 2–4 dB。

3. 天线技术对比

机械抛物面天线通过电机驱动天线转动实现波束指向，切换速度为秒级，剖面高度 60–80 cm（含天线罩），口径效率 60–75%，同口径等效增益比相控阵高 3–5 dB。

电子扫描相控阵通过移相器控制相位实现波束偏转，切换速度微秒至毫秒级，剖面高度仅 5–15 cm，口径效率 40–55%，可同时多波束（数字波束成形）、原生支持低轨无缝切换、无运动部件且平均无故障时间高。劣势是功耗高（每通道功放+低噪放+移相器）、成本高（射频集成电路数量多）。机械抛物面适合地球静止轨道固定站、海事和机载；相控阵适合低轨星座终端、车载和便携。

相控阵技术路线

电子扫描相控阵主要有三种技术路线：

模拟波束成形（ABF）：射频域移相，每通道独立移相器，结构简单、功耗较低，但只能形成单波束。代表：早期Starlink终端、Kymeta u8（液晶超材料）。

数字波束成形（DBF）：基带域波束成形，每通道独立ADC/DAC，可同时多波束，灵活性最高，但功耗和成本最高。代表：军事卫星通信终端、OneWeb用户终端。

混合波束成形（HBF）：模拟+数字混合，子阵级数字波束+阵元级模拟移相，在性能和成本间折中。代表：新一代5G NTN终端、Starlink Gen5终端。

接下来将对具体相控阵天线架构进行说明。

来源：雷达天线站

TI AWR2188单芯片8T8R产品分析

本文带来基于德州仪器最新的单芯片波导天线的详细分析；2188 是 TI 最新推出的76–81 GHz 单芯片 FMCW 毫米波雷达收发器，集成了8 个发射通道（TX）和 8 个接收通道（RX），支持级联架构，可用于高分辨率4D 成像雷达设计，适合高级驾驶辅助系统（ADAS）和自动驾驶应用；单颗芯片支持频率范围76-81G，高频率带来更高的距离分辨率和角分辨率，可实现精细目标成像和更远距离探测。硬件部分主要芯片如下：1.数据串行化模块：DS90UB971-Q1 (FPD-Link)，将 AWR2188 输出的大量原始数据（Raw Data）进行压缩和格式转换，通过 FPD-Link 接口传输出去。可以只通过一根同轴电缆就将高带宽的雷达信号传送到数米外的域控制器（Central Processing Unit），同时还能通过这根线供电（即PoC - Power over Coax）； 2.主控与管理模块：MSPM0G3519-Q1，负责整个开发板的初始化配置、系统监控和状态判定。管理电源启动顺序、监控温度、并与车辆的 CAN 网络或上位机通信3.电源管理模块 (PMIC)：专用雷达 PMIC（如 LP87702-Q1）以及前端的宽电压预稳压器。将车载 12V 电源（或来自同轴电缆的 PoC 电源）转换为雷达芯片所需的多种低噪声电压（1.0V, 1.2V, 1.8V, 3.3V 等开发板外接轻薄塑料金属化波导天线，实现低损耗和高增益，增加雷达的探测距离和提升信号质量；供应商为Panyoo tech 泛源智汇；天线采用2层塑料金属化件，整体尺寸约82mm*59mm，厚度5.2mm（不含端口和定位柱高度），对样品进行Xray检测，拆分后，单天线的方案为中馈的腔体，1*4线性阵列，采用干扰块实低旁瓣，并做等相位设计。天线背面掏空减重并减小形变，同时增加排气通孔，呃流槽有助于增加波束的稳定性和提升天线增益，可以实现稳定的宽带辐射性能；Part 1: 天线仿真分析结合关键尺寸、3D扫描和结构布局，复刻天线仿真模型；从驻波、方向图反映天线的一致性；天线Tx和Rx通道驻波在76-82G 带宽内均满足＜-14dB，表现出优异的宽宽性能；单通道增益＞13dBi，旁瓣电平＜-25dB，方位3dB波束宽度60°，俯仰11dB波束宽度约40°；部分通道抖动源自于阵列的半波长布局间距和一些大角度；Part 2：天线仿真和测试对比设计并CNC加工测试工装，测试天线的关键指标如驻波、方向图和增益等；并对仿真和实测结果做对比；采用标准的远场暗室测量方向图，网络分析测试驻波；总结AWR2188 是一款能够在76GHz-81GHz 频带内运行的集成式单芯片 FMCW 收发器，同时采用的波导天线带宽很好的满足芯片的带宽要求，同时带宽稳定性、通道一致性和容差性较高也能进一步加强雷达的探测能力，配合高增益天线设计，单芯片模式下的探测距离可超过 350 米。来源：雷达天线站