毫米波雷达组件#5

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配合产品项目需求，本期依旧来认识一下SIW，并做一些仿真分析。

SIW（Substrate integrated waveguide）是一种立体的周期性结构，可通过PCB、LTCC等集成工艺加工生产，是一种新型的集成类波导结构。主要由上下金属表面，介质基板和两排周期性金属通孔构成。

SIW模型

通孔的周期为p，通孔直径为d。两排金属通孔之间的间距为a，也即SIW的宽度，介质材料的厚度为h，常用的Rogers 3003/G2和4830/4835等的首层介质厚度为5mil（0.127mm）。金属通孔起到了相当于矩形波导侧壁的作用，区别在于通孔的周期p设计不恰当时，会造成波导结构内能量泄漏。只有当波导结构侧壁的表面电流方向与通孔形成的等效缝隙纵向方向一致时，才能尽可能减小电磁能量的辐射。因此，SIW结构只传输Ten0（n=1,2,3…）模式，，而TM模式在SIW结构内传输时，由于侧壁上的电流为横向分布，纵向缝隙必然会切割电流而导致能量泄漏。同时TEmn模式也不能在SIW波导结构中传输。所能传输的Ten0模式中，以TE10模为主模。

考虑到产业化，在SIW结构加工之初，应先考量供应商的加工工艺水平。SIW结构的加工本质上和普通高频板材的加工是没太大差异的，只不过在一些比较小的细节上应注意，比如通孔孔径可控范围，打孔类型，激光孔or机械孔，需要的穿孔层数如何，以及最小线宽或者缝隙宽度等。国内PCB厂商实力都比较强，而且很多也上市了，供应链能力是没问题的。通常PCB厂的最小机械钻孔孔径为8mil（0.2mm），一般设计孔径大于等于12mil (0.3mm）；激光钻孔（镭射孔）孔径一般为4mil（0.1mm）~8mil（0.2mm）；

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结合PCB钻孔工艺和成本，建议孔径d选定0.4mm和p=0.6mm。

根据波导的理论，单模工作是比较容易实现的，且TE10模的波导尺寸最小，同时若波导尺寸一定，可实现较宽的单模传输带宽。因此在结构中尽可能保持波导单模传输，要实现单模传播，则波长介于a和2a之间。

为使等效波导传输TE10主模，则需要满足：

f＞fc1=c/2a*square root of εr

f＜fc2=c/a*square root of εr

可令工作频率76GHz等于两个截止频率的中央位置，即：

f= (fc1+ fc2)/2

当孔间距和直径的比值满足p/d＜3，且直径与SIW宽度比值满足d/a＜0.2时，可采用以下公式;

参考文献：

[1]M.Bozzi,A. Georgiadis,Wu K.Review of substrate-integrated waveguide circuits and antennas[J].IET Microwaves,Antennas&Propagation,2011,5(8):909-920;

[2]郭帛洋，77GHz基片集成波导缝隙阵列天线设计与仿真研究[M].吉林大学大学,2020.

基于此得到的等效模型的宽度为1.7mm，为方便计算，将结果近似为2mm，采用Rogers3003，dk=3.0,df=0.001，则可以得到SIW的宽度2.248mm。基于此数值做仿真分析。

根据上面提到的参数，建立一个简单的SIW仿真模型。在做仿真之初，注意馈电端口处的接地处理，边缘两端若没有良好接地，会影响端口的阻抗匹配，并带来能量泄漏，可以明显看出未做处理的S参数抖动明显，且电场在端口处有扩散。

馈电端口未处理接地的SIW结构和S参数

馈电端口处理接地的SIW结构和S参数

取a=2.2mm、2.3mm和2.5mm,，对SIW的等效宽度做仿真分析，其S11和S21表现为截止频率的移动。

不同宽度的S11

不同宽度的S21

再画出SIW结构里的75GHz，76GHzhe 77GHz的电场如下，能量基本被限制在波导结构里传输，且能量泄漏较少，这对于实际天线设计是有帮助的。

不同频段的电场结构

基于以上SIW的结构设计，接下来便是缝隙阵列的设计：

波导缝隙阵列因其金属结构、损耗低并且能够承受高功率，通常用于微波频率，且特别适用于雷达应用。辐射原理是在波导壁上开缝，利用缝隙天线原理，合理设计缝隙的长度和宽度产生谐振，缝隙会切割电流线，因此会产生向外辐射的能量。线性波导阵列通常分为两个基本类别，即谐振式波导和行波波导。在后一种情况下，从馈源发射的波的幅度向负载衰减，其中很少的剩余功率被匹配负载吸收。

articles：gapwaves platform ntegrates 5g mmwave arrays

对于相应的雷达应用场景，本次设计的阵列是谐振型的。在波导末端用金属通孔接地形成短路，电磁波在波导内形成驻波，在缝隙的中心具有相同的场最大值。每个缝隙的辐射相位在中心频率处相同，从而产生较宽的波束。

可以从等效电路模式的角度来分析天线，其中相邻缝隙中心之间的波导部分是传输线，缝隙是与传输线并联的有损谐振元件。在缝隙的谐振频率（选择与中心频率相同）处，缝隙的导纳几乎是纯实数，可以用电导 G 表示。该缝隙电导，以及与波导场的耦合，随着缝隙远离波导中心而增加。

波导末端的短路位于最后一个缝隙中心以外的 n/4 λg 处（其中 λg 是波导中的波长，n = 1, 3, 5 ...），此时短路线的位置接近开路状态，因此对中心频率处的天线输入导纳没有影响。由于每个分流元件沿传输线相距 λg/2，因此在第一个缝隙中看到的输入导纳只是所有缝隙电导的总和。此外，此间距可确保缝隙激励同相，从而使天线产生轴向辐射。

谐振频率处，缝隙电导在馈电端口简单地加在一起，从而获得非常好的匹配。然而，短路终端仅在中心频率的第一个时隙处转变为开路。这种反射的相位随频率变化的速度取决于从第一个缝隙到终端的波导长度。这种相位误差随着阵列长度的增加而变得越来越严重，对于更大的阵列，阻抗带宽主要由波导的长度决定。对于小型阵列，带宽可能受限于各个缝隙的带宽，并且随着缝隙的宽度增加而增加。

以下是一些设计准则：

1. 保持波导缝隙在波导中的间隔为波长的一半。

2. 确保最后一个缝隙与波导短路点之间的距离为波导四分之一波长的奇数倍，即λg/4、3λg/4、5λg/4等。

3. 要增加缝隙和波导之间的耦合（从而增加缝隙的电导），可以将缝隙稍微偏离中心线。

4. 要增加带宽，可以减少阵列中的缝隙数（波束变宽）或考虑使用行波波导设计方案。如果使用的缝隙很少，增加缝隙槽宽度。

使用工具并结合天线方向图综合技术及以上设计准则可以很快得到一个缝隙阵列，同时在仿真软件里应该使用参数化的设计，这样可以在优化的过程中很清楚看到参数变化对天线性能的影响程度。