电动汽车下一代无稀土开关磁阻电机(SRM)和内嵌式永磁同步电机(IPM)的设计

摘要本文旨在研究 Si/SiC 混合开关这一成本效益优异的过渡方案，其专为法雷奥（VALEO）电动汽车牵引逆变器设计，核心目标是平衡碳化硅（SiC）MOSFET 的高功率转换效率与传统硅（Si）IGBT 的低成本优势。这种独特的技术方案通过将小尺寸 SiC MOSFET 与大尺寸 Si IGBT 并联组成混合开关，已在法雷奥一款量产中的 400V Si IGBT 逆变器上完成 “翻新升级” 适用性评估，验证了其工程实用价值。核心研究发现动态开关性能采用硬并联结构设计的混合开关可直接实现简易翻新升级，双脉冲测试结果表明，相较于纯硅 IGBT 方案，其开关损耗显著降低，降幅最高可达 50%。 建模方法由于混合开关中 Si IGBT、SiC MOSFET 及续流二极管（FWD）三类半导体器件存在复杂的电 - 热耦合作用，因此必须建立精准的电热建模方法，才能准确预测混合开关功率模块的热平衡状态。 控制策略权衡研究分析了两种控制方式：复杂的独立栅极控制策略可最大限度提升效率，开关损耗降幅达 45%-66%；但考虑到工程实用性、低成本需求及翻新便捷性，本文重点采用更为简洁的共栅极控制方案。 显著效率提升通过全球统一轻型车辆测试循环（WLTC）验证，混合开关逆变器相较于标准 Si IGBT 逆变器，损耗降低 34%；这一改进直接推动整个电驱动系统的能耗下降 13%。该结果表明，Si/SiC 混合开关成为极具竞争力的中间方案 —— 其效率提升效果约为全 SiC 方案（成本更高）的一半。 性能瓶颈混合开关的主要权衡在于高应力、非电动工况下的性能受限：受 Si 基器件的热极限制约，以下场景的扭矩能力受到限制： 再生制动：载流量降低约 20%；静止 / 坡道保持工况：扭矩能力大幅下降 40%。无缝集成优势关键工程优势在于其电磁干扰（EMI）兼容性。电驱动系统级测试证实，混合开关模块的电磁辐射与标准 Si IGBT 系统相当，无需对原有 EMI 滤波器进行高成本改造，即可直接集成至现有逆变器设计中。 结论Si/SiC 混合开关为电动汽车传动系统效率提升提供了可行路径，无需承担全 SiC 方案的高昂成本。该方案能为法雷奥客户显著降低能耗，且具备低成本、易集成的特点。然而，其应用需结合目标场景谨慎评估 —— 在再生制动、静止等高负荷工况下存在热性能限制。通过优化半导体有源区尺寸分配，可实现效率提升与工况约束之间的平衡。1 Si/SiC 混合开关1.1 研究背景过去二十余年，Si IGBT 在牵引逆变器领域一直占据绝对主导地位，而如今这一格局已被新型器件打破。在电动汽车高压驱动系统中，SiC MOSFET 凭借其卓越的器件特性跻身电力电子应用领域，备受行业关注。尽管 SiC MOSFET 在部分负载导通特性和动态开关性能方面具有突出优势 [1-3]，但尚未完全取代 Si IGBT，尤其在成本敏感型应用场景中。Si IGBT 凭借其双极导电特性及成熟的低成本硅基生态系统，在对高端转换效率要求不高的传动系统应用中仍保持竞争力。因此，将 SiC MOSFET 的效率优势与 Si IGBT 的成本优势相结合的思路，已引发学术界与工业界多个应用领域的广泛关注 [4-12]。Si/SiC 混合开关的基本结构如图 1 所示：根据有源半导体区域分配比例，将小面积 SiC MOSFET 与大面积 Si IGBT（必要时搭配专用续流二极管 FWD）并联，构成混合开关单元。理论上，通过对两类器件实施独立控制，可充分发挥混合开关的潜在优势；但从工程实践角度，采用硬并联结构（即两类器件共用栅极驱动信号）更具吸引力 —— 这种设计可直接复用原有栅极驱动电路与软件，大幅降低开发工作量，实现纯翻新升级，仅需牺牲部分独立栅极控制可带来的开关损耗优化空间 [13,14]。（图 1 Si/SiC 混合开关电路示意图：混合开关由 SiC MOSFET 与 Si IGBT+FWD 并联组成）1.2 研究框架本文以一款量产 150kW 电驱动系统为研究载体，详细阐述 Si/SiC 混合开关功率模块的翻新集成过程。研究首先通过实验表征混合开关的开关特性，探究其开关损耗降低潜力；重点分析硬并联（共栅极控制）与独立栅极控制两种模式下的动态性能差异；随后将实测损耗数据输入专用仿真模型（详见后续章节），基于该模型推导 WLTC 工况下的静态与动态损耗预测结果，并与量产电驱动系统的并列对比测试数据进行验证。最后，结合传统纯 Si IGBT 方案，探讨混合开关在峰值功率、低速扭矩及静止扭矩等关键性能指标上的表现。2 动态特性表征混合开关采用 “两有源器件 + 一无源器件” 的并联结构，各类器件的动态相互作用极为复杂，需综合考虑栅极阈值电压、跨导、密勒电容、输出电容等多项决定开关特性的参数。当采用共栅极控制实现有源器件硬并联时，还需重点关注器件特性的离散性（可能源于器件个体差异或温度变化）—— 为避免硬开关工况下有源器件间的恶性相互作用，学术界广泛研究独立栅极控制方案，以充分发挥 SiC MOSFET 的优异开关性能 [15-18]。然而，从栅极驱动架构设计与开发成本角度，共栅极控制方案可省去额外的脉冲宽度调制（PWM）信号路径，无需在硬件、软件及安全架构上额外投入，更具成本优势。2.1 共栅极控制采用混合开关作为 “直接替换式” 器件，通过共栅极连接实现翻新升级时，设计流程与纯硅或全 SiC 功率模块完全一致，简便易行。该模式下，依托 Si IGBT 与 SiC MOSFET 的固有动态均流特性，混合开关可完全等效于常规功率开关使用。图 2 展示了该控制模式下的典型开关波形，验证了其在 1000A 开关电流下仍能满足动态安全工作区（SOA）要求。与纯 SiC MOSFET 的开关波形相比，Si IGBT 及其续流二极管的特征十分明显：高温环境下开通时会出现显著的反向恢复峰值电流，关断时则存在拖尾电流现象。（图 2 共栅极控制下混合开关的开通和关断波形：室温Tvj=25℃（RT）、高温Tvj=175℃（HT），直流电压Vdc=470V、负载电流IL=1000A，采用最大动态安全工作区）基于经典双脉冲测试平台，本文在宽范围直流电压与负载电流条件下，对 Si/SiC 混合开关模块的动态开关性能进行了全面表征（测试工况为钳位感性开关）。图 3 对比了混合开关与纯 Si IGBT、全 SiC 模块（采用相同封装）的开关能量性能。2.2 独立栅极控制大电流等级 Si IGBT 与小电流等级 SiC MOSFET 并联组成的混合开关，兼具两类器件的核心优势：独立工作时，Si IGBT 存在开关速度慢、关断时因存储电荷产生拖尾电流等问题，而 SiC MOSFET 则以快速开关特性实现低开关损耗与更高开关频率。为量化独立控制方案的优势，本文针对部分负载区间开展独立栅极控制研究，通过重新匹配开关速度实现纯 SiC 模式运行。图 4 展示了该控制模式下的典型开关波形，需注意的是，此时需考虑小面积 SiC 有源区对应的动态安全工作区限制。图 5 呈现了不同直流电压下，混合开关在部分负载区间的独立控制（仅 SiC 工作）开关损耗数据。值得说明的是，当电流超过 400A 时，需切换至共栅极控制模式，因此在全负载范围内，混合开关的总开关损耗会出现不连续现象。测试结果表明，在部分负载区间，独立栅极控制方案的开关损耗降低效果极为显著 —— 根据负载电流与器件温度不同，降幅可达 45%-66%。（图 3 混合开关、纯 Si IGBT 及全 SiC 功率模块的归一化总开关损耗对比（相同封装）：测试条件T=25℃、Vdc=400V）（图 4 独立栅极控制（仅 SiC 工作）下混合开关的开通和关断波形：室温Tvj=25℃（RT）、高温Tvj=175℃（HT），直流电压Vdc=470V、负载电流IL=400A，采用最大动态安全工作区）（图 5 共栅极控制（虚线）与独立栅极控制（仅 SiC 工作，实线）的归一化总开关损耗对比：SiC 采用超前开通、滞后关断策略；测试条件包括Vdc=300V/400V/470V、T=25℃/175℃，室温下降幅 45%-55%，高温下降幅 61%-66%）3 仿真模型为确保逆变器在特定应用场景下的可靠性设计，准确预测 Si/SiC 混合开关的损耗特性及相关热负荷至关重要。为此，本文基于 MATLAB/Simulink 开发了电热耦合模型，用于预测两电平逆变器拓扑中混合开关功率模块的电性能与热性能。该模型可计算导通损耗、开关损耗及功率模块内部铜排损耗，并进一步推导器件结温；随后将模块级电热模型集成至完整的逆变器级电热模型中，实现系统级性能预测。3.1 模型结构图 6 展示了仿真模型的整体架构，该模型重点考虑了各功率损耗组件的结温依赖性 —— 这一因素对准确估算三类并联半导体器件的电流分配关系至关重要，进而直接影响逆变器总损耗的预测精度。根据器件电流流向不同，混合开关的电流分配可分为四种工作状态（如图 7 所示），具体状态由瞬时负载电流、IGBT 的阈点电压（Vce0）及二极管的导通电压（Vd0）共同决定：（图 6 电热模型结构示意图：包含开关损耗计算、导通损耗计算、铜排损耗计算、福斯特热网络建模及结温计算模块）（图 7 一个基波周期内混合开关的电流分配特性：测试条件T=25℃、f=100Hz、功率因数cosφ=0.9、调制系数 = 0.7、空间矢量脉宽调制（SVPWM））状态①：当 SiC MOSFET 的正向压降低于 IGBT 的膝点电压（Vce0）时，全部电流通过 SiC MOSFET 的导电沟道，数学表达式为：IFET(t)=Ipha(t)(1)其中，IFET(t)为 SiC MOSFET 的瞬时电流，Ipha(t)为瞬时相电流。状态②：当正向压降超过Vce0时，电流由 SiC MOSFET 与 Si IGBT 共同承担，分配关系由以下公式决定：其中，Rds,on为 SiC MOSFET 的导通电阻，Rce,on为 Si IGBT 的导通电阻，Req1=Rds,on+Rce,on（正向导通时的等效总电阻）。状态③：当反向压降低于二极管的导通电压（Vd0）时，电流再次全部通过 SiC MOSFET（与状态①类似），此时假设 SiC MOSFET 工作在同步整流模式（导通导电沟道）。状态④：当反向电流较大时，电流由 SiC MOSFET 与 Si 续流二极管共同承担，分配关系为：其中，Rd为 Si 续流二极管的等效导通电阻，Req2=Rds,on+Rd（反向导通时的等效总电阻）。模型针对每个工作状态分别计算导通损耗与开关损耗，并全面考虑各损耗组件的温度依赖性。尤其对于 SiC 器件，温度变化对其损耗特性的影响极为显著，因此准确建模各器件的虚拟结温（Tvj）至关重要，这直接关系到有源区面积分配比例与电机特性的匹配性评估。模型采用福斯特热网络元件计算各器件的虚拟结温，该热网络涵盖从器件结到冷却介质的完整热路径，同时考虑相邻器件间的热耦合效应。图 8 展示了 Si IGBT 的热网络示意图，SiC MOSFET 与续流二极管采用类似的热网络模型，以实现逆变器中所有器件动态结温的精准预测。（图 8 Si IGBT 的热网络模型：包含主热传导路径及相邻器件的热耦合路径）混合开关中各类器件的导通特性分别针对第一象限（正向导通）和第三象限（反向导通）进行拟合，同时计入个体温度依赖性与结温影响。图 9 展示了正向与反向导通时的等效合成特性曲线，可见由于四种电流分配状态的存在，每个象限的导通特性均呈现两段式特征 —— 在归一化正向压降约 0.2-0.4 区间，曲线斜率出现明显突变。（图 9 Si/SiC 混合开关的导通特性拟合结果：包含正向（Q1）与反向（Q3）导通的合成特性及各器件独立特性；测试条件为室温Tvj=25℃（RT）与高温Tvj=125℃（ET））图 3 所示的开关损耗数据以查找表形式集成到模型中，其数值与电流、电压、温度均存在依赖关系。由于混合开关中电流分配与器件热耦合的共同作用，功率模块内部的稳态温度分布极为复杂，因此建立该仿真模型是准确预测不同负载工况下逆变器热性能的关键。此外，模型还考虑了逆变器中其他损耗源，包括直流母线电容、交直流铜排、低压系统及无源放电回路等，以实现逆变器总损耗的全面计算。3.2 模型验证本文利用上述逆变器仿真模型，对翻新 Si/SiC 混合开关后的 150kW/400V 逆变器进行能耗评估。首先通过电感负载测试验证模型准确性：在不同直流电压与相电流条件下运行被测器件（DUT），直至达到稳态后，选取 0.5 秒时间窗口计算逆变器损耗，并与仿真结果对比。图 10 展示了实测损耗与仿真损耗的对比数据，两者吻合度极高 —— 这一结果验证了该建模方法的有效性，尤其证明了模型对三类并联器件间复杂热耦合效应及稳态电流分配关系的准确描述。若未能精准建模器件电流的稳态分配比例或器件间的热耦合效应，将无法实现如此高精度的预测与实测匹配。（图 10 电感负载下混合开关逆变器的实测损耗与仿真损耗对比：测试条件为空间矢量脉宽调制（SVPWM）、开关频率fPWM=9kHz、环境温度Te=25℃、电机转速 10r/min；直流电压分别为 210V、360V、470V）对于缺乏可靠仿真模型的场景，尤其是在导通损耗占主导的满负载工况下，需对逆变器进行改装与全面表征，通过繁琐的实验验证三类器件是否在给定有源区分配比例下工作于各自的安全工作区（SOA）。因此，精准的建模方法对于优化三类半导体器件的有源区面积分配至关重要。3.3 仿真效率预测为量化 Si/SiC 混合开关对车辆能耗的改善效果，本文基于验证后的模型，在 WLTC 驱动循环工况下进行仿真分析。仿真条件设定为：直流电压 360V、空间矢量脉宽调制（SVPWM）、开关频率 10kHz、冷却液入口温度 35℃、冷却液流量 8L/min。图 11 展示了仿真结果：与纯 Si IGBT 逆变器相比，采用共栅极控制的混合开关逆变器能耗降低 34%；若在轻负载区间仅激活 SiC MOSFET 并采用独立栅极控制（详见 2.2 节），总能耗降幅可达 42%；而全 SiC MOSFET 功率模块的能耗降幅高达 63%。这一结果表明，共栅极控制的 Si/SiC 混合开关方案，其逆变器损耗降低效果约为全 SiC 方案的 54%。（图 11 WLTC 工况下逆变器损耗的仿真对比：纯 Si IGBT、共栅极控制混合开关、独立栅极控制混合开关、全 SiC MOSFET 方案的损耗降幅分别为 0%、34%、42%、63%）4 WLTC 测试验证为公平评估 Si/SiC 混合开关的翻新升级效果，本文搭建了两套完全相同的逆变器被测器件（DUT）：一套搭载纯 Si IGBT 功率模块，另一套在近乎相同的封装内升级为 Si/SiC 混合开关。与以往依赖红外测温的研究 [13] 不同，本文采用电气测试方法量化损耗降低效果 —— 该方法无需为实现视线测量而对原型机进行耗时改造，避免了栅极驱动回路中新增寄生电感对开关特性的影响。4.1 测试台设置测试基于量产 150kW 电驱动系统，通过更换两套逆变器 DUT 实现并列对比，测试台结构如图 12 所示。测试过程中，转子与定子温度被严格控制在窄幅范围内：转子温度波动 ±2K，定子温度波动 ±6K，所有测试结果均基于 80℃的转子与定子温度。测试系统自动循环覆盖全转速 - 扭矩范围内的不同转速、扭矩、直流电压及转子 / 定子温度组合，确保完整覆盖电机工作区间。（图 12 电机测试台上的被测器件（DUT））测试过程中，优先保证测量设备的高通道利用率以确保数据精度；通过后处理剔除因工况突变导致的无效数据点，仅对有效测量值进行平均处理，并结合统计信息验证所有控制回路的稳态收敛性。实测数据以 N 维映射形式存储，并插值到统一网格中，便于与其他测试台或旧版设计的实测数据进行对比与插值分析。整套测试环境实现 24/7 自动化运行：一方面通过减少测量设备的错误设置风险提升数据完整性；另一方面避免外部干扰与测试设置变更，最大限度缩短测试台占用时间。高可靠性的 DUT、精准的测试设置及高质量的自动化系统，使得测试可在无人监督与干预下进行，显著降低测试成本，同时提升测量结果的可用性与测试台利用率。4.2 WLTC 测试结果稳态工况下独立控制电机转子与定子温度的能力，确保了传动系统表征的稳定测试条件与高可重复性。但实际驾驶循环中，电机温度会出现显著波动，因此本文同时开展了动态 WLTC 测试 —— 该方法更注重初始温度影响，其结果更易迁移至车辆能耗估算。然而，动态循环测试存在精度权衡问题：要么在最大测量范围内完成全循环测试（导致精度显著下降），要么使用不同量程的多套测量设备（需谨慎选择设备并进行复杂后处理）。对于 WLTC 能耗评估，轻负载区间的损耗数据至关重要 —— 仅展示峰值效率（如文献 [19]）无法充分反映实际能耗差异，尤其是当研究重点仅聚焦于不同半导体方案的峰值效率时。因此，需量化各组件在极低负载工况下的累积损耗，才能准确对比 WLTC 工况下的实际收益。图 13 展示了 Si/SiC 混合开关翻新方案相较于纯 Si IGBT 方案的稳态损耗降低效果，以及 C/D 级车型的 WLTC 工况转速 - 扭矩分布。在峰值扭矩工况下，损耗降低可达 500W；而在最大扭矩 50% 以下的轻负载区间，损耗数据对 WLTC 能耗起决定性影响。（图 13 逆变器稳态损耗降低实测结果及 WLTC 工况利用率：测试条件为转子 / 定子温度 80℃、直流电压 360V、开关频率 10kHz；图中展示了纯 Si IGBT 与混合开关的损耗差异，及 C/D 级车型在 WLTC 循环中的转速 - 扭矩分布）尽管稳态测试（温度直接受控）能提供有价值的 insights，但动态 WLTC 测试中电机温度会出现一定波动。不过，仅针对逆变器本身而言，电机侧的轻微温度变化影响极小。图 14 展示了纯 Si IGBT 逆变器在动态 WLTC 测试中的能耗可重复性 —— 基于两套不同稳态映射数据的测试结果偏差均低于 1%，证明了本研究测试台设置的优异可重复性。（图 14 纯 Si IGBT 逆变器的 WLTC 能耗可重复性验证：测试条件为直流电压 360V、开关频率 10kHz、冷却液入口温度 35℃；动态测试结果与两套稳态映射数据的偏差小于 1%）图 15 展示了最终 WLTC 测试结果 —— 通过对实测稳态转速 - 扭矩映射数据进行插值与积分计算得出。结果表明，混合开关逆变器的损耗降低效果与图 11 的仿真预测值完全一致：从功率电子角度看，34% 的逆变器损耗降幅极为显著；而考虑到电驱动系统中逆变器与电机的损耗权重比为 2:1，最终该混合开关方案使电驱动系统的能耗降低 13%。相比之下，全 SiC 方案预计可使电驱动系统能耗较纯 Si 方案降低约 25%。（图 15 电驱动系统级 WLTC 能耗改善实测结果：纯 Si IGBT 与混合开关方案对比，逆变器损耗降低 34%，电驱动系统能耗降低 13%；测试条件为直流电压 360V、开关频率 10kHz、冷却液入口温度 35℃）5 电气性能预测除转换效率验证外，混合开关的整体电气性能还聚焦于相电流承载能力 —— 该参数直接反映翻新后系统的扭矩输出能力，是评估翻新可行性的关键指标。本文利用第 3 章所述的电热模型，在器件热安全约束下（Si IGBT 与 Si 续流二极管的最大虚拟结温 175℃，SiC MOSFET 的最大虚拟结温 200℃），计算最大可实现相电流。仿真边界条件设定为逆变器满性能输出状态：直流母线电压 470V、空间矢量脉宽调制（SVPWM）、冷却液温度 65℃、冷却液流量 10L/min。由于电动、发电及静止工况对混合开关中各类半导体器件的热应力不同，本文分别评估了三种工况下的相电流承载能力，结果如图 16 所示。5.1 电动模式运行为评估最严苛工况下的性能，选取电机工作图谱的极限工况点进行电动模式仿真。该模式下功率因数为正，功率模块中的 Si IGBT 与 SiC MOSFET 主要工作在第一象限导通状态（状态①与②），承受较高热应力。由于 Si IGBT 的允许热极限低于 SiC MOSFET，混合开关在电动模式下的相电流承载能力最终受 Si IGBT 制约。5.2 再生制动模式运行再生制动模式下功率因数为负，器件主要工作在第三象限导通状态（状态③与④），热应力主要集中在 Si 续流二极管与 SiC MOSFET 上。与 SiC MOSFET 相比，Si 续流二极管的热阻更高、热极限更低，因此该模式下的相电流承载能力受 Si 续流二极管制约。结果表明，该配置下再生制动模式的最大可实现相电流较电动模式降低约 20%—— 这一降幅相较于纯 Si IGBT 或全 SiC 方案更为显著，但可通过优化混合开关中续流二极管与有源器件的有源区面积比例进行补偿 [20]。5.3 静止工况运行静止 / 坡道保持工况是电动汽车的典型高扭矩、零转速工况。本文选取使某一拓扑开关电流最大化的转子角度进行仿真，以模拟最严苛场景，并识别相桥臂中热应力最大的器件。静止工况下调制系数较低，逆变器相桥臂中的一个开关主要工作在第一象限（占空比约 50%），另一个开关主要工作在第三象限（占空比约 50%）。尽管第三象限运行时采用了同步整流技术，但该象限工作的开关（由 Si 续流二极管与 SiC MOSFET 组成）因导通损耗较高、器件热阻抗较大，且受有源区面积分配比例影响，成为相电流承载能力的限制因素。结果表明，混合开关在静止工况下的扭矩能力较电动模式降低约 40%，这一降幅显著高于纯 Si IGBT 或全 SiC 功率模块（见图 16）。（图 16 不同工况下的可用扭矩仿真对比：纯 Si IGBT、全 SiC、Si/SiC 混合开关在电动、再生制动、静止工况下的扭矩相对值；测试条件为直流电压 470V、冷却液入口温度 65℃、冷却液流量 8L/min）6 电磁干扰（EMI）表征功率模块的高电压变化率（dv/dt）与电流变化率（di/dt），结合电机的寄生电容，是电动汽车电磁干扰（EMI）的主要来源。这些开关特性会引发多种电磁干扰问题，例如干扰车辆内部电气组件、外部无线电设备及其他电子设备。为避免有害电磁干扰、保障电驱动系统周边电子设备的正常工作，行业制定了统一的电磁干扰限值标准。在新型功率模块架构导入电驱动系统前，电磁干扰性能评估至关重要。本文对比了搭载 Si/SiC 混合开关模块与纯 Si IGBT 模块的逆变器电磁干扰特性，通过高压电驱动系统硬件测试分析两类模块的电磁干扰影响。需特别说明的是，两套测试电驱动系统的唯一核心差异在于功率模块；且纯 Si IGBT 功率模块已在多款电动汽车中量产应用，其电磁兼容性（EMC）已通过相关标准认证。电气设备电磁兼容性的常用评估方法是测量传导发射 [21]。对于电驱动系统，通常需测量从电桥到车辆电池的传导发射；而初步验证阶段可采用标准化线路阻抗稳定网络（LISN）替代。本文将 Si/SiC 混合开关模块集成至逆变器中，通过测量其传导发射，并与纯 Si IGBT 电驱动系统的发射谱对比，完成电磁干扰性能验证。6.1 测试设置电磁干扰测试在半电波暗室中进行，测试设置严格遵循国际标准 CISPR 25 [22]（车辆、船舶及内燃机无线电骚扰特性 —— 车载接收机保护的限值与测量方法）。初步验证阶段采用线路阻抗稳定网络（LISN），确保被测器件（DUT）的系统阻抗稳定。测试对象为完整电驱动系统（含混合开关逆变器或 Si IGBT 逆变器），如图 17 所示；两套测试中电机保持一致，仅更换功率模块。（图 17 电驱动系统电磁干扰测试设置（符合 CISPR 25 标准）：包含高压线路阻抗稳定网络（LISN HV）、低压线路阻抗稳定网络（LISN LV）、Si IGBT 逆变器、Si/SiC 混合开关逆变器、车辆低压通信线束（非屏蔽）及高压电机）6.2 传导发射特性图 18 直接对比了纯 Si IGBT 与 Si/SiC 混合开关电驱动系统的传导发射测量结果（采用平均检波器）。结果显示，Si/SiC 混合开关系统的传导发射完全处于纯 Si IGBT 系统的误差容限范围内，两类功率模块的传导发射无显著差异。从电磁干扰角度看，Si/SiC 混合开关模块可直接应用于为 Si IGBT 电驱动系统设计的架构中，无需对输入或输出 EMI 滤波器进行根本性改造。（图 18 高压供电线路传导发射电压测量结果对比（平均检波器）：纯 Si IGBT 与 Si/SiC 混合开关系统在 150kHz-100MHz 频率范围内的发射谱）7 结论与展望本研究提出的 Si/SiC 混合开关方案，通过简单的翻新升级方式融合了 Si IGBT 的成本优势与 SiC MOSFET 的性能优势，为解决 Si IGBT 效率偏低的问题提供了成本效益优异的过渡方案 —— 既无需大幅增加牵引逆变器的物料成本，也无需额外投入大量开发资源。为量化汽车工况约束下混合开关的实际效率提升潜力，本文建立了涵盖电流分配、电气损耗及三类并联半导体器件热耦合的精准建模方法；通过双脉冲测试完成了混合开关全动态安全工作区与热安全工作区的特性表征；考虑到工程实用性，后续台架测试采用共栅极控制方案，同时通过开关特性测量验证了独立栅极控制的进一步优化空间。为验证实际损耗降低效果，本文在一款量产 150kW/400V Si IGBT 电驱动系统上，采用相同封装的 Si/SiC 混合开关模块进行翻新升级（无其他额外适配）：首先通过电感负载电气损耗测试验证了损耗模型的准确性，实测与仿真结果高度吻合；大规模 WLTC 测试表明，相较于纯 Si 方案，混合开关方案的逆变器损耗降低 34%，电驱动系统能耗降低 13%。尽管混合开关的效率提升效果显著，但全 SiC 升级方案的逆变器损耗降幅可达 63%（近乎混合开关的两倍）—— 因此在效率排序上，混合开关方案在纯 Si、Si/SiC 混合、全 SiC 三类功率模块中位居第二。然而，边缘工况性能仿真结果表明：对于再生制动、坡道保持等对性能要求严苛的应用场景，需重点关注混合开关的热瓶颈问题。在此类场景下，全 SiC 方案优势显著；而 Si/SiC 混合开关需通过精细优化 MOSFET 与续流二极管的有源区面积比例，才能在需覆盖高负扭矩工况的场景中，实现与纯 Si IGBT 方案相当的性能。此外，Si/SiC 混合开关模块的电磁干扰性能与纯 Si 方案相当，因此过渡至混合开关方案时，无需对原有 EMI 滤波策略进行根本性调整。作者：哈里普拉 asad・巴布拉詹（Hariprasad Baburajan）、亚历山大・布赫（Alexander Bucher）、克里斯蒂安・哈泽诺尔（Christian Hasenohr）、亚历山大・兰贝蒂乌斯（Alexander Rambetius）、莫哈德斯・贾哈尼（Mohadeseh Jahani）、萨巴里纳德・帕马拉蒂（Sabarinadh Pamarathi）、迈克尔・卢奇（Michael Lutsch）、圭多・A・拉塞克（Guido A. Rasek）法雷奥动力事业部（Valeo Power Division）References[1] A. Bucher, R. Schmidt, R. Werner, M. Leipenat, C. Hasenohr, T. Werner, S. Schmitz, and A. Heitmann, “Design of a full SiC voltage source inverter for electric vehicle applications,” in 2016 18th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE’16 ECCE Europe), 2016, pp. 1–10.[2] A. Bucher, C. Hasenohr, A. Hoefer, H. Hofmann, B. Lunz, M. Us man, and R. Zaeh, “SiC Inverter 2.0: Compact Design for Ultra High Performance Applications,” in Proc. Int. Conf. on Automotive Power Electronics (APE), 2017.[3] A. Nisch, M. Heller, W. Wondrak, A. Bucher, C. Hasenohr, K. Kefer, B. Lunz, A. Pawellek, A. S mit, M. Gärtner, N. Twardon, and U. Kirchenberger, “Simulation and Measurement-Based Analysis of Efficiency Improvement of SiC MOSFETs in a Series-Production Ready 300 kW / 400 V Automotive Traction Inverter,” in 2020 22nd European Conference on Power Electronics and Applications (EPE’20 ECCE Europe), 2020, pp. 1–10.[4] C. Liu, K. 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