电驱系统为什么要用三电平逆变器

电驱系统作为新能源汽车动力输出的核心单元，由电机与逆变器协同构成，其研发与优化的终极目标始终是实现系统效率最大化，本质就是让电机和逆变器的综合能量损耗降至最低。但电机与逆变器的损耗特性存在天然的此消彼长关系，成为提升系统整体效率的核心矛盾。从电机的损耗特性来看，只有当输入的电波形为理想的三相正弦波时，电机的能量损耗才能达到最低值，而要输出这样的理想波形，逆变器需要以近乎无限快的频率进行开关动作；反观逆变器，其损耗仅产生于开关导通与关断的过程，理论上处于静止状态时损耗为零，实际工况中开关频率越低，自身的开关损耗和导通损耗就越小。

这种特性让电机与逆变器形成了紧密的制约关系：当通过提升逆变器开关频率让电机获得接近理想的正弦波、实现电机损耗降低时，逆变器会因高频开关产生大量损耗；当降低逆变器开关频率以减少自身损耗时，电机输入的波形会偏离理想正弦波，进而导致电机损耗大幅上升。由此可见，电驱系统的效率优化并非单一器件的独立提升，而是需要在电机与逆变器的损耗之间找到一个系统层面的最优平衡点，实现二者损耗的综合最小化，这也是电驱系统拓扑结构设计的核心出发点。

要找到电驱系统的损耗平衡点，首先需要厘清电机损耗的核心来源。在新能源汽车的动力架构中，电池输出的是直流电，而电机的正常运转需要交流电，这一能量形式的转换由逆变器通过 PWM（脉冲宽度调制，实际应用中多为 SVPWM）技术实现。PWM 技术的工作原理如同一个高速通断的开关，通过精准调节直流电接通与断开的时间比例，模拟出交流电的正弦波形，但这种模拟式的波形并非连续、光滑的理想正弦波，不可避免会混入大量高频波动，这些波动就是导致电机额外损耗的关键因素。

借助傅立叶级数原理可清晰解析这一现象：任何非标准正弦波的周期性波形，都可以拆解为一个能实现有效做功的基础正弦波，叠加若干无实际做功价值的高频谐波。对于电机而言，只有基础正弦波能转化为机械输出，而高频谐波无法产生有效动力，只会转化为热量形成无用损耗，行业中常用总谐波失真（THD）来衡量高频谐波的占比，THD 数值越高，说明波形偏离理想状态越严重，电机的无用损耗也就越大。以新能源汽车主流的永磁同步电机为例，其结构主要分为定子和转子两部分，定子由绕组线圈与硅钢片叠压铁芯组成，负责产生旋转磁场；转子内嵌永磁体，在旋转磁场的作用下转动并输出机械能，高频谐波会在这两个核心部件上产生三类主要损耗。

综上，电机的额外损耗均源于逆变器输出波形中的高频谐波，减少谐波含量、让输出波形更接近理想正弦波，成为降低电机损耗的核心思路。

减少逆变器输出波形的高频谐波，最直接的方式是提高 PWM 开关频率。开关频率越高，逆变器对正弦波的模拟就越精细，波形中的高频谐波含量越少，电机损耗也会随之降低，但这一方法存在明显的局限性，本质是 “拆东墙补西墙”。逆变器的开关器件每完成一次通断动作，都会产生一定的开关损耗，开关频率与开关损耗呈正相关，频率越高，开关次数越多，逆变器的自身损耗就会急剧上升。对于电驱系统而言，这种方式不仅无法降低综合损耗，甚至可能因逆变器损耗的大幅增加导致系统整体效率下降。目前行业内逆变器的主流开关频率控制在 10kHz–20kHz，正是因为这一区间能让电机与逆变器的损耗达到相对平衡，继续提升频率则会让系统总损耗不降反升，得不偿失。

在提高开关频率的思路行不通的前提下，三电平逆变器成为破解电机与逆变器损耗制约的最优解，其核心优势在于能在不提高开关频率的前提下，大幅减少输出波形的高频谐波，实现系统综合损耗的降低。与传统两电平逆变器相比，二者的核心差异在于电压输出状态的设计：两电平逆变器的每相半桥由 2 个 SiC MOSFET 组成，仅能输出 “高”“低” 两种电压状态，通过两种状态的快速切换模拟正弦波，电压在高低之间大幅跳变，波形拟合精度有限；而三电平逆变器在每相半桥中增加至 4 个 SiC MOSFET，新增了 “中” 电压状态，通过 “高”“中”“低” 三种状态的组合切换，让电压输出以更细密的台阶拟合正弦波，大幅提升了波形的光滑度，有效减少了高频谐波含量，从根源上降低了电机的铜损、磁滞损耗和涡流损耗。

除了核心的波形优化优势，三电平逆变器还具备诸多附加技术价值，以新能源汽车主流的 800V 电池系统为例，两电平逆变器的开关器件需要承受 0-800V 的电压跳变，实际应用中受寄生电感影响，电压还可能瞬间超 200V，对器件的耐压要求极高；而三电平逆变器将单个开关器件的电压跳变幅度降至 0-400V，不仅大幅降低了对 SiC MOSFET 的耐压要求，还因电压跳变幅度的减小，进一步降低了逆变器自身的开关损耗。当然，三电平逆变器并非完美无缺，相比两电平结构，其需要更多的半导体开关器件，电路设计复杂度大幅提升，带来了成本增加、封装难度提高的问题，同时新增的电压状态也对控制系统的策略与算法提出了更高要求。

但综合来看，三电平逆变器对电驱系统整体效率的提升作用，远大于其在设计、成本上的挑战，这也是其成为高性能电驱系统主流拓扑选择的核心原因，更是电驱系统突破损耗制约、实现效率升级的关键方向。

目前针对IGBT模块三电平拓扑结构有很多种，最常见的两种拓扑结构为三电平“I”型和三电平“T”型，接下来会对这两种结构从不同方面进行分析。

如图1，2所示的两种三电平电路图，为了区分这两种电路，根据四个IGBT开关管在线路图中的的排列方式，我们将前者称为I字型，后者称为T字型。

三电平电路与普通的半桥电路相比，因为具有了中点续流的能力，所以对改善输出纹波，降低损耗都有很好的效果。

图1. 三电平“I“字形电路示意图

图2. 三电平“T“字形电路示意图

图3， I字型三电平电路波形分析

图4，T字型三电平电路波形

1，开关管耐压规格的比较：

三电平I型电路中，4个IGBT管均承受相同的电压，而T型Q1&Q4管承受两倍的电压。比如，若直流母线为600V时，I型4个IGBT管阻断电压为600V/650V, 而T型Q1&Q4管为1200V. 1200V的IGBT芯片比600V/650V芯片有更大的开关损耗及导通损耗，这意味着芯片的发热更大，需要更多的硅芯片。而硅芯片的增加，成本也必然随之增加。

然而在实际上，对于I型电路，当两个开关管的电压串联承受2倍BUS电压时，由于元件本身的差异，两个开关管承受的的电压不可能完全相同，因此，为了保证开关管的安全工作，I型电路中开关管也应按照承受2倍BUS电压去设计。所以，从实际角度出发，在开关耐压的选择上，1字型电路并没有太大优势。

A, I字型电路中，电流由+BUS,经Q1,Q2供电。

其损耗包括Loss_Q1_turnon&turnoff Loss_Q1_On Loss_Q2_On

B, T字型电路中，电流由+BUS经Q1供电

其损耗包括Loss_Q1_turnon&turnoff Loss_Q1_On

A, I字型电路中，电流方向由电感,经Q3,Q4至负bus。

其损耗包括Loss_Q4_turnon&turnoff Loss_Q3_On Loss_Q4_On

B, T字型电路中，电流方向由电感,经Q4至负bus

其损耗包括Loss_Q4_turnon&turnoff Loss_Q4_On

A, I字型电路中，电流方向由电感经Q1diode,Q2diode至正bus。

其损耗包括 Loss_Q1diode_turnon&turnoff&on

Loss_Q2diode__turnon&turnoff&on

B, T字型电路中，电流方向由电感经Q1diode至正bus。

其损耗包括 Loss_Q1diode_turnon&turnoff&on

比较：此状态下，I字型电路比T字型电路多一个Q2的导通损耗。

A, I字型电路中，电流方向由负bus经Q1diode,Q2diode至电感。

其损耗包括 Loss_Q3diode_turnon&turnoff&on

Loss_Q4diode__turnon&turnoff&on

B, T字型电路中，电流方向由负bus经Q1diode至电感。

其损耗包括 Loss_Q4diode_turnon&turnoff&on

A，I字型电路中，电流由GND，经D1，Q2至电感。

其损耗包括Loss_D1 Loss_Q2

B，T字型电路中，电流由GND，经Q2，Q3diode至电感。

其损耗包括Loss_Q2 Loss_Q3diode

vi.中点续流IL<0状态

A，I字型电路中，电流由电感，经Q3，D2至GND。

其损耗包括Loss_Q3 Loss_D2

B, T字型电路中，电流由电感，经Q3，Q2diode至GND。

其损耗包括Loss_Q2 Loss_Q3diode

从拓扑结构图中，很容易可以看出T型电路要比1字型电路少两个Diode，这对于减少空间有好处。

4.控制时序不同

I型与T型损耗有所差异，在功率因数接近1时，开关频率增大（>16KHz）,三电平I型（600V）损耗更低，效率更高；而开关频率减少时（<16KHz），三电平T型（1200V）损耗更低，效率更高。所以在设计逆变器系统的时候，应根据不同的开关频率去选择一种效率高的拓扑结构。

5.换流路径不同

在T型拓扑中，外管与内管之间的转换路径均为一致；而在I型拓扑中，换流路径有所不同，分为短换流路径与长换流路径，所以用分立模块做三电平I型拓扑时，必须要注意其杂散电感与电压尖峰的问题。