所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值,正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0).二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C 1 、C 2 串联起来来支撑并均衡直流侧电压,C 1 =C 2 。通过一定的开关逻辑控制,交流侧产生三种电平的相电压,在输出端合成正弦波。
三电平逆变器的工作原理
以输出电压A相为例,分析三电平逆变器主电路工作原理,并假设器件为理想器件,不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。
(l) 当Sa1,、Sa2导通,Sa3、Sa4关断时,若负载电流为正方向,则电源对电容C 1 充电,电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2,该相输出端电位等同于正极点电位,输出电压U=+V dc /2;若负载电流为负方向,则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C 1 充电,电流注入正极点,该相输出端电位仍然等同于正极点电位,输出电压U=+V dc /2。通常标识为所谓的“1"状态,如图所示。

“1"状态
“0”状态

“-1”状态
(2) 当Sa2、Sa3导通,Sa1、Sa4关断时,若负载电流为正方向,则电源对电容C 1 充电,电流从O点顺序流过箱位二极管D a1 ,主开关管Sa2:,该相输出端电位等同与0点电位,输出电压U=O;若负载电流为负方向,则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2 ,电流注入O点,该相输出端电位等同于O点电位,输出电压U=0,电源对电容C 2 充电。即通常标识的“0”状态,如图所示。
(3) 当Sa3、Sa4导通,Sa1、Sa2关断时,若负载电流为正方向,则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C 2 进行充电,该相输出端电位等同于负极点电位,输出电压U=—V dc /2;若负载电流为负方向,则电源对电容C 2 充电,电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点,该相输出端电位仍然等同于负极点电位,输出电压U=-V dc /2。通常标识为“—1”状态,如图所示。
三电平逆变器工作状态间的转换
相邻状态之间转换时有一定的时间间隔,称之为死区时间 (DeadTime),即从“l”到“0”的过程是:先关断Sa1,当一段死区时间后Sal截止,然后再开通Sa3;从“0”到“—1”的过程是:先关断Sa2,当一段死区时间后Sa2截止,再开通Sa4。“—l”到“0”以及“0”到“l”的转换与上述类似。
如果在Sa1,没有完全被关断时就开通Sa3,则Sa1、Sa2、Sa3串联直通,从而直流母线高压直接加在Sa4上,导致Sa4毁坏.所以在开关器件的触发控制上,一定的死区时间间隔是必要的。
同时需要注意的是,这三种状态间的转换只能在“1”与“0"以及“0”与“-1”之间进行.决不允许在“1"与“-1”之间直接转换,否则在死区时间里,一相四个开关容易同时连通,从而将直流母线短接,后果十分严重。同时,这样操作也会增加开关次数,导致开关损耗的增加。所以,“1"和“—1”之间的转换必须以“0”为过渡.
随着对逆变器的功率密度、效率、输出波形质量等性能要求逐渐增加,中点钳位型(Neutral Point Clamped,NPC)的三电平拓扑逆变器已经得到了广泛的应用,典型的三电平拓扑有二极管型NPC(NPC1)、Conergy NPC(NPC2)、有源NPC(ANPC),如下图所示。
相对于传统的两电平逆变器, 三电平逆变器有以下优点:
1.
输出波形的谐波成分少: 三电平逆变器相对两电平逆变器,增加了一个零电平通路,相电压可输出三个电平,即+V dc /2、0、-V dc /2,根据下图可以看到三电平逆变器输出的电压波形更加接近正弦波,具有更低的THD。
2.
损耗减小,开关频率提升,系统成本降低: 如NPC1拓扑中开关器件的电压可减小为原来的一半,器件开关损耗大幅降低,因此可提高开关频率减小输出滤波器的体积和成本,如果在功率等级不变的情况下,可通过提高母线电压减小输出端的电流,减少输出线缆的成本。
3.
器件可靠性提升: 在同样电压等级的系统中,三电平拓扑中器件承受的阻断电压降低,器件的可靠性得以提升。
4.
改善电磁干扰EMI: 由于开关过程中器件的dv/dt大幅降低,系统电磁干扰得到改善。
当然三电平拓扑也存在一些劣势,例如器件成本增加、控制算法复杂度提升、损耗分布不均衡和中点电位波动等问题,但由于三电平拓扑的独特优势,在光伏、储能、UPS、APF等众多场合得以广泛使用,下面就常见的三电平拓扑进行介绍。
NPC1
1.1
电流路径
上图中蓝绿色线条为导通电流路径,紫色线条为对应的零电平换流路径,功率因数为+1对应①和②两种模态,功率因数为-1对应③和④两种模态;
1.2
损耗分布
以F3L225R12W3H3器件(NPC1)在100kW PCS的仿真为例,仿真条件为V dc =1000V,V ac =380V,F sw =16kHz,F out =50Hz,在逆变工况时,NPC1的损耗主要集中在T1/T4管,包括导通损耗和开关损耗;T2/T3为常开状态,损耗主要为导通损耗;D5/D6在换流时导通,其损耗包括导通损耗和反向恢复损耗。
在整流工况下,损耗主要集中在D1/D4管和T2/T3管,D1/D4存在导通损耗和反向恢复损耗,T2/T3在换流时产生导通损耗和开关损耗,而D2/D3和D5/D6仅存在导通损耗。
NPC2
在NPC2拓扑中,用一对共射极或共集电极的IGBT和反并联二极管代替NPC1二极管钳位的功能,减少了两个二极管器件,其中T1/T4管承受全母线电压,T2/T3管承受半母线电压。
2.1
电流路径
NPC2的工作模态和NPC1类似,在逆变工况下,正半周期时,T2保持常开状态,T1和D3换流;负半周期时,T3保持常开状态,T4和D2换流。在整流工况下,正半周期时,T2仍保持常开状态,由D1换流至T3/D2;负半周期时,由D4换流至T2/D3。
2.2
损耗分布
以F3L500R12W3H7器件(NPC2)在100kW PCS的仿真为例,仿真条件为V dc =1000V,V ac =380V,F sw =16kHz,F out =50Hz,在NPC2拓扑中T1/T4为高压器件,开关损耗较大些,但由于电流路径上的开关器件数量减少,导通损耗更小,因此NPC2拓扑在中低开关频率的系统中效率更优。而NPC1拓扑中电流路径上的器件数量增加,会产生更大的导通损耗,但每个器件只承受半母线电压,开关损耗大幅降低,因此在高频时更有优势。
以I rms =150A,V dc =730V,PF=1,M=1的工况为例进行仿真,使用相同电流等级,不同耐压的模块组成两电平、NPC1和NPC2拓扑,各拓扑产生的总损耗随开关频率变化的曲线如上图所示,可以看到两电平拓扑仅在低频时总损耗较小,NPC1和NPC2拓扑的总损耗在16kHz时存在交叉点,交叉点前NPC2拓扑整体损耗低于NPC1拓扑,效率更优,在交叉点后NPC1拓扑的总损耗的上升速率低于NPC2拓扑,高频下NPC1拓扑的效率更优,值得注意的是交叉点的频率也随应用工况和具体器件特性不同而略有差异。
ANPC
将NPC1中的钳位二极管更换为IGBT和反并联二极管就形成了ANPC拓扑,其拓展了两条零电平换流路径,通过对零电平换流路径的选择和控制可以实现更均衡的损耗分布和更小的换流回路杂感。
3.1
电流路径
ANPC在每个模态时的零电平换流有多条路径可供选择,根据调制算法的不同分为ANPC-1和ANPC-2以及ANPC-1-00等,三种调制算法的状态表如下所示。
可以看出在ANPC-1中,采用短换流回路进行换流,T2和T3以输出电压基波分量的频率进行开关动作,其余均以开关频率进行开关动作(表中以深灰色标记)。
在ANPC-2中,采用长换流回路进行换流,T2和T3以开关频率进行开关动作,其余均以输出电压基波分量的频率进行开关动作。
ANPC-1-00是在ANPC-1的基础上增加了‘0’状态,此时0+和0-充当P至0和N至0转换时的中间切换态,ANPC-1-00调制算法通过两条并联的换流路径减小了零电平时的导通损耗,以上不同的调制算法 会产生不同的损耗分布。
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